При моделировании характеристики формирования фронта управление усилителя будет осуществляться с помощью источника напряжения VPWL (Voltage Source Partwise Linear). Как и все прочие источники напряжения, VPWL находится в библиотеке SOURCE.slb. Используя этот источник, можно заранее определить временную характеристику напряжения, задав пары значений времени и напряжения, которые связываются линейно (рис. 12.2).
Рис. 12.2. Окно атрибутов источника напряжения VPWL с заданными значениями
Рис. 12.3. Диаграмма выходного напряжения
Чтобы смоделировать характеристику формирования фронта выходного напряжения, были заданы следующие пары значений времени и напряжения:
0с/0В; 1нс/1.44В; 7мкс/1.44В; 7.001мкс/-1.44В; 17мкс/-1.44В; 17.001мкс/1.44В; 21мкс/1.44В
После проведения анализа переходных процессов на экране PROBE была получена диаграмма, изображенная на рис. 12.3, где при RH=8 Ом происходит нарастание входного напряжения из-за того, что прямоугольное входное напряжение имеет амплитуду 1.44 В.
Скорость нарастания фронта выходного напряжения составляет 20 В/мкс.
12.3. Отношение сигнал-шум
Следующее, что нам предстоит определить, - отношение сигнал/шум при выходной мощности 1 Вт и сопротивлении нагрузки 8 Ом. Для этого амплитуда выходного напряжения должна составлять 4 В, что соответствует амплитуде входного напряжения, равной примерно 0.17 В.
Отношение сигнал/шум рассчитывается по формуле:
An = 20 * log[(Uaeff/(Uneff * vB)],
где В — интересующая нас полоса частот шума, то есть слышимая частотная область. При ширине полосы частот В — 20 кГц, плотности шума Uneff=0.1 мкВ и действующем значении выходного напряжения Uaeff=4 В/v2 (рис. 12.4) отношение сигнал/шум усилителя оказывается равным 106 дБ.
Рис. 12.4. Частотная характеристика и спектральная плотность шума выходного МОП-транзисторного каскада
12.4. Гармонические искажения
В результате моделирования в выходном файле были получены следующие данные о гармонических искажениях при RH=8 Ом, P=60 Вт (что соответствует амплитуде входного напряжения, равной 1.3 В) и f=1 кГц:
**** FOURIER ANALYSIS TEMPERATURE = 27.000 DEG С
***********************************
FOURIER COMPONENTS OF TRANSIENT RESPONSE V($N_0001)
DC COMPONENT = -4.145819E-02
HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED PHASE NORMALIZED
NO (HZ) COMPONENT COMPONENT (DEG) PHASE (DEG)
1 1.000E+03 2.413E+01 1.000E+00 -5.025E-01 0.000E+00
2 2.000E+03 5.052E-04 2.094E-05 1.040E+02 1.045E+02
3 3.000E+03 4.226E-04 1.751E-05 -1.760E+02 -1.755E+02
4 4.000E+03 6.332E-05 2.624E-06 1.166E+02 1.171E+02
TOTAL HARMONIC DISTORTION = 2.742063E-03 PERCENT
В табл. 12.2, значения, полученные при измерении (см. табл. 12.1), сопоставлены с результатами моделирования оригинальной (см. рис. 11.1) и упрощенной схемы (см. рис. 11.2). Конечно, результаты анализа упрощенной схемы немного лучше, ведь в ней некоторые реальные компоненты были заменены идеальным источником напряжения U2=68 В. В целом же результаты моделирования и измерения совпадают.
Табл. 12.2. Данные измерения и моделирования схемы
Данные измерения Данные моделирования оригинальной схемы упрощенной схемы Эффективная полоса пропускания при 35 Вт/8 Ом (3-dB-падение мощности) 1.5 Гц–125 кГц 1.5 Гц–127 кГц 1.5 Гц–130 кГц Скорость нарастания фронта 20 В/мкс 20 В/мкс 20 В/мкс Отношение сигнал/шум (при 1 Вт/8 Ом) >99 дБА[40] 106 дБ 106 дБ Гармонические искажения (60 Вт/1 кГц/8 Ом) 0.003%[40] 0.0027%[41] 0.001%[41]
12.5. МОП-транзисторный усилитель как усилитель постоянного напряжения
Входной фильтр выходного МОП-транзисторного каскада, состоящий из R3, R4, С2 и С3, образует полосовой фильтр. Он настроен таким образом, что подходит для любых источников низкочастотных сигналов (компакт-диск, виниловая пластинка, магнитофонная пленка), то есть он изначально настроен на наихудший случай. С2 и R4 образуют фильтр верхних частот с граничной частотой 1.52 Гц, R3 и С3 образуют фильтр нижних частот с граничной частотой 159 кГц. Еще несколько лет назад в наиболее качественных усилителях входной фильтр был сконструирован так, что нижняя граница находилась на частоте 0 Гц. Однако в те времена от такой конструкции фильтра пришлось отказаться, так как усилители передавали даже шум вращения винилового диска.
На рис. 12.5 сопоставлены частотная и фазовая характеристики двух вариантов усилителей: с оригинальным входным фильтром и с входным фильтром, в котором конденсатор С2 коротко замкнут, то есть закорочен фильтр верхних частот. Поясним читателям, зачем это сделано.
Рис. 12.5. Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристика двух вариантов выходного МОП-транзисторного каскада
Сегодня, когда источники зашумленного низкочастотного сигнала практически уже не используются (проигрыватели вышли из моды, а магнитофонные ленты выпускаются с существенно улучшенными шумовыми характеристиками), наступило время снова задуматься над нижней граничной частотой усилителей. Хотя человеческое ухо и не воспринимает частоты ниже 17 Гц, нижняя граничная частота, тем не менее, создает заметные сдвиги фазы в слышимой частотной области. Как известно, именно фазовые вариации низкочастотного сигнала создают у слушателей ощущение объемного звука. МОП-транзисторный усилитель позволяет без проблем понизить граничную частоту до 0 Гц. Для этого всего лишь нужно, чтобы конденсатор С2 был коротко замкнут.
Глава 13
Возможности применения программы PSPICE
В этой главе описаны возможные варианты исследований некоторых типичных схем из областей силовой полупроводниковой техники, техники связи и автоматического регулирования.
В двух следующих главах будут проведены исследования некоторых типичных схем из областей силовой полупроводниковой техники, техники связи и автоматического регулирования. Каждое исследование будет проводиться для того, чтобы дать ответ на какой-либо сложный вопрос. Это позволит вам познакомиться со специальными возможностями программы PSPICE и откроет перспективу для проведения множества собственных интересных исследований. Однако практически сразу вы столкнетесь с проблемой, возникающей при профессиональной работе со PSPICE: чем специфичнее будут ваши вопросы, тем чаще будут нужны специальные модели (двигатели трехфазного тока, стабилизаторы, регуляторы, модуляторы, смесители, шаговые двигатели), которых нет ни в демонстрационной, ни в полной версиях программы. И тогда вам понадобится помощь специалистов-разработчиков моделей. Для примеров, рассматриваемых в книге, часть специальных моделей была взята из виртуальной лаборатории spicelab, которую я в настоящее время готовлю к публикации.
13.1. Анализ высокочастотных помех при работе мостовой схемы на тиристорах
Полууправляемая мостовая схема на тиристорах В2Н[42], питающаяся от трансформатора[43] показана на рис. 13.1.
Рис. 13.1. Полууправляемая мостовая схема на тиристорах B2H
В данном разделе исследуется уровень высших гармоник, возникающих при работе мостовой схемы на тиристорах, то есть высокочастотных помех, которые не только мешают соседскому телевизору принимать телевизионные передачи, но даже могут наносить вред здоровью человека, являясь своего рода «электросмогом».
Моделирование схемы, изображенной на рис. 13.1, в диапазоне времени от 0 до 100 мс позволило выявить следующую характеристику выходного напряжения (рис. 13.2).
Рис. 13.2. Выходное напряжение (фрагмент) полууправляемой мостовой схемы на тиристорах
После щелчка по кнопке FFT был получен частотный спектр выходного напряжения (рис. 13.3).
Рис. 13.3. Частотный спектр выходного напряжения мостовой схемы на тиристорах
Очевидно, что если не принять особых мер, эта мостовая схема не отвечает ни требованиям TELEKOM по допустимому уровню помех, ни предписаниям стандартов EMV. Возникает вопрос, поможет ли сглаживающий дроссель значительно снизить уровень помех. Установив дроссель индуктивностью 300 мГн, получаем схему, изображенную на рис. 13.4.
