Ознакомительная версия.
Рис. 10.19. Выходной файл с результатами анализа схемы на рис. 10.18
Фазовые соотношения в усилителе с общим эмиттером
Когда в усилителе с ОЭ для стабилизации параметров смещения используется эмиттерный резистор RЕ, он шунтируется конденсатором СЕ с такой емкостью, чтобы на частоте входного сигнала эмиттер можно было бы считать заземленным. Если мы рассматриваем временные диаграммы для переменных составляющих токов в коллекторе и эмиттере, то интересно сравнить, каким будет коэффициент усиления с применением и без применения СЕ. Это также позволит нам исследовать потенциальные проблемы использования команды IRAN для получения установившихся значений переменных составляющих.
Усилитель без эмиттерного конденсатора
Обратимся к рис. 10.13, где приведена схема без СЕ. Входной файл для анализа:
Phase Relations in СЕ Amplifier
VCC 4 0 12V
R1 4 1 40k
R2 1 0 5k
RC 4 2 1k
RE 3 0 100
Rs 6 5 100
RB 1 1A 0.01
C1 5 1 15uF
Q1 2 1A 3 BJT
.MODEL BJT NPN (BF=80)
vs 6 0 sin (0 10mV 5kHz)
.TRAN 0.02ms 0.2ms
.PROBE
.END
Проведите анализ и получите в Probe графики напряжений на коллекторе v(2), эмиттере v(3) и напряжения источника v(6). Обратите внимание, что входное напряжение и напряжение на эмиттере находятся в фазе, в то время как напряжение на коллекторе повернуто на 180°. Убедитесь, что значение максимума переменной составляющей v(2) равно 88,75 мВ, а максимальные значения для v(3) и v(6) составляют 9 мВ и 10 мВ соответственно. Таким образом, анализ переходных процессов был успешно использован для получения установившихся значений, и результаты были такими, какие мы ожидали бы из расчета с помощью стандартных методов. Сравните полученные вами графики с показанными на рис. 10.20.
Рис. 10.20. Временные диаграммы напряжений в схеме на рис. 10.18
Усилитель с эмиттерным конденсатором
Однако обычно усилитель работает с конденсатором СЕ, подключенным параллельно RЕ. Давайте снова вставим во входной файл исключенную строку
СЕ 3 0 10uF
и заново выполним анализ. Получите в Probe только график напряжения на эмиттере, занимающий весь экран, обратите внимание, что синусоида является искаженной. Если получить график для нескольких периодов этого напряжения, то мы увидим, что прежде, чем режим устанавливается, колебание проходит фазу переходного процесса. В лаборатории обычный осциллограф показал бы форму колебаний правильно, так почему же Probe показывает иначе? Причина заключается в том, что мы используем анализ переходных процессов в схеме с реактивными элементами. Следовательно, мы должны быть внимательными и учитывать возможность появления похожих проблем в других задачах.
Получите график v(2) и убедитесь, что v(2)=0,929 В (максимальное значение переменной составляющей) и что такое же значение для v(3) составляет 3,5 мВ. Убедитесь также, что напряжение на коллекторе немного искажено: на оси Y его значение равно 8,6345 В, максимум составляет 9,614 В и минимум достигается при значении 7,756 В (рис. 10.21).
Рис. 10.21 Временные диаграммы напряжений в схеме на рис. 10.1 с блокирующим конденсатором
Убедитесь, что при f=5 кГц конденсатор не является идеальным коротким замыканием. Вычислите полное сопротивление для параллельного соединения RE и СЕ. Оно равно Z=3,18∠88° Ом.
В качестве упражнения получите графики токов через СЕ и тока через RЕ. Для сравнения можно построить и ток эмиттера. График тока эмиттера можно получить как –IE(Q1). Обратите внимание на фазовые соотношения между различными токами и между напряжением на эмиттере и входным напряжением.
Триггер на биполярных транзисторах
Рис. 10.22. Триггер на биполярных транзисторах
Триггер, использующий транзисторы BJT npn-типа, показан на рис. 10.22. Для обеспечения правильной работы в этом мультивибраторе с двумя устойчивыми состояниями один транзистор должен находиться в режиме глубокой отсечки, в то время как другой транзистор должен быть насыщен. Допустим, что в начальном состоянии транзистор Q1 заперт, а транзистор Q2 включен. Воспользуемся стандартными методами анализа:
Этого обратного смещения достаточно, чтобы запереть Q1. Определим ток коллектора для другого транзистора, вычислив IRC2 и IR2:
полагая, что V4=0.
Ток коллектора транзистора Q2 будет соответствовать разности:
IC2 = IRC2 – IR2 = 5,35мА.
При этом минимальный ток базы IВ2, необходимый для насыщения Q2, равен
Ток базы можно найти как разность двух компонентов:
приняв V5=0.
Ток базы IВ2 транзистора Q2 равен:
IB2 = IR1 – IR4 = 0,58 мА,
и имеет значение, намного превышающее минимум, требуемый для насыщения.
Так как схема симметричная, и мы предполагали, что изначально транзистор Q1 включен, а транзистор Q2 выключен, анализ приведет к аналогичным результатам, если начальное состояние транзисторов будет противоположным.
Чтобы выполнить анализ на PSpice, примем, что транзистор Q1 заперт, как мы делали в стандартном анализе. Учтем это во входном файле, применив команду .NODESET. Входной файл при этом принимает вид:
BJT Flip-flop (Q1 off)
VCC 3 0 12V
VBB 6 0 -12V
RC1 3 2 2.2k
RC2 3 4 2.2k
R1 2 5 15k
R2 4 1 15k
R3 1 6 100k
R4 5 6 100k
Q1 2 1 0 QN
Q2 4 5 0 QN
.MODEL QN NPN(IS=1E-9 BF=30 BR=1 TF=0.2ns TR=5ns)
.NODESET V(4)=0.15V; допустим, что Q2 включен (насыщен)
.OP
.DC VCC 12V 12V 12V
.PRINT DC I(RC1) I(RC2) I(R1) I(R2)
.END
Значение .NODESET для V(4)=0,15 В представляет собой начальное условие, которое используется при анализе на PSpice. Когда итеративный процесс решения закончится, это значение, вероятно, изменится.
Проведите анализ на PSpice и убедитесь, что напряжения узлов и токи смещения близки к полученным при стандартном схемотехническом расчете. Отметим также, что приведенные в выходном файле под заголовком BIPOLAR-JUNCTION TRANSISTORS значения эксплуатационного режима напряжений, токов и b??!! близки к тем, которые ожидались. Результаты показаны на рис. 10.23.
ВJТ Flip-flop (Q1 оff)
VCC 3 0 12V
VBB 6 0 -12V
RC1 3 2 2.2k
RC2 3 4 2.2k
R1 2 5 15k
R2 4 1 15K
R3 1 6 100k
R4 5 6 100k
Q1 2 1 0 QN
Q2 4 5 0 QN
.MODEL QN NPN(IS=1E-9 BF=30 BR=1 TF=0.2ns TR=5ns)
.NODESET V(4)=0.15V; guess for Q2 on (in saturation)
.OP
.opt nopage
.DC VCC 12V 12V 12V
.PRINT DC I(RC1) I(RC2) I(R1) I(R2)
.END
**** BJT MODEL PARAMETERS
QN
NPN
IS 1.000000E-09
BF 30
NF 1
BR 1
NR 1
TF 200.000000E-12
TR 5.000000E-09
VCC I(RC1) I(RC2) I(R1) I(R2)
1.200Е+01 6.742E-04 5.421E-03 6.742E-04 1.050E-04
NODE VOLTAGE NODE VOLTAGE NODE VOLTAGE NODE VOLTAGE
( 1) -1.5012 ( 2) 10.5170 ( 3) 12.0000 ( 4) .0736
( 5) .4037 ( 6) -12.0000
VOLTAGE SOURCE CURRENTS
NAME CURRENT
VCC -6.095E-03
VBB 2.290Е-04
TOTAL POWER DISSIPATION 7.59Е-02 WATTS
**** BIPOLAR JUNCTION TRANSISTORS
NAME Q1 Q2
MODEL QN QN
IB -1.05E-09 5.503-04
IС 1.02E-09 5.32E-03
VBE -1.50E+00 4.04E-01
VLC -1.20E+01 3.30E-01
VCE 1.05Е+01 7.36E-02
BETADC -9.78E-01 9.66E+00
GM 0.00E+00 2.19E-01
RPI 3.00E+13 1.29E+02
RX 0.00E+00 0.00E+00
RO 1.00E+12 7.40Е+01
CBE 2.00E-22 4.65E-11
CPC 5.00Е-21 6.76Е-11
CJS 0.00E+00 0.00E+00
BETAAC 0.00E+00 2.03E+01
CBX/CBX2 0.00E+00 0.001+00
FT/FT2 0.00E+00 3.00E+08
Рис. 10.23. Выходной файл для схемы на рис. 10.22
Интересно выполнить анализ с противоположными начальными условиями, установленными для Q1 и Q2, то есть используя начальное условие V(2)=0,15 В вместо V(4)=0,15 В. Результаты показывают, что роли двух транзисторов BJT изменяются, различные напряжения и токи принимают значения, полученные для другого прибора. Выходной файл приведен на рис. 10.24.
Ознакомительная версия.
