Поскольку трансформатор является весьма "неудобным" элементом при выполнении УМ в виде ИМС и вносит существенные искажения в выходной сигнал усилителя, УМ с трансформаторами находят ограниченное применение в современной схемотехнике УУ.
В современной электронике наиболее широко применяются бестрансформаторные двухтактные УМ. Такие УМ имеют хорошие массогабаритные показатели и просто реализуются в виде ИМС.
Возможно построение двухтактных бестрансформаторных УМ по структурной схеме, показанной на рисунке 4.7.
Рисунок 4.7. Структурная схема УМ с использованием ФИ
Здесь ФИ — фазоинверсный каскад предварительного усиления (драйвер), УМ — двухтактный каскад усиления мощности.
В качестве драйвера может использоваться каскад с разделенной нагрузкой (рисунок 4.8).
Рисунок 4.8. Каскад с разделенной нагрузкой
Можно показать, что при , .
Несмотря на такие достоинства, как простота и малые частотные и нелинейные искажения, каскад с разделенной нагрузкой находит ограниченное применение из-за малого K0 и разных Rвых, что приводит к несимметричности АЧХ выходов в областях ВЧ и НЧ.
Гораздо чаще применяются ФИ на основе дифференциального каскада (ДК) (рисунок 4.9).
Рисунок 4.9. Фазоинверсный каскад на основе ДК
ДК будут рассмотрены далее, пока же отметим, что через Rэ будет протекать удвоенный ток покоя транзисторов VT1 и VT2 и, следовательно, номинал резистора Rэ в схеме фазоинверсного каскада уменьшается вдвое по сравнению с расчетом каскада с ОЭ.
При рассмотрении, например, левой половины фазоинверсного каскада видно, что в цепи эмиттера транзистора VT1 (включенного с ОЭ) присутствует Rэ и параллельно ему входное сопротивление транзистора VT2 (включенного с ОБ), RвхОБ≈1/S0.
Обычно берут Rэ>>RвхОБ (или заменяют Rэ эквивалентом высокоомного сопротивления в виде источника стабильного тока, который будет рассмотрен в дальнейшем вместе с ДК), поэтому можно подставить вместо Rос в выражение для глубины ПООСТ (см. подраздел 3.2) RвхОБ:
A = 1 + S0·RвхОБ ≈ 1 + S0/S0 = 2
Следовательно, можно считать, что в фазоинверсном каскаде присутствует ПООСТ с глубиной, равной двум. Принимая во внимание, что относительно эмиттера VT2 транзистор VT1 включен по схеме с ОК, нетрудно показать, что при идентичности параметров транзисторов K01≈K02≈K0/2, т.е. коэффициенты передачи по напряжению плеч фазоинверсного каскада на основе ДК равны половине коэффициента передачи каскада с ОЭ.
Довольно широко применяется ФИ на комплиментарных транзисторах, вариант схемы которого представлен на рисунке 4.10.
Рисунок 4.10. ФИ на комплиментарных БТ
Использование комплиментарной пары транзисторов VT1 и VT2, имеющих разную проводимость, но одинаковые параметры (например, КТ315-КТ361, КТ502-КТ503, КТ814-КТ815 и др.) позволяет инвертировать фазу входного сигнала на 180° на первом выходе.
Кроме рассмотренных выше каскадов, в качестве фазоинверсных также применяются каскады с ОЭ, включенные согласно структурной схемы, показанной на рисунке 4.11. Отметим, что ФИ, построенный по такой схеме, имеет разбаланс АЧХ и ФЧХ выходов.
Рисунок 4.11. ФИ на основе каскадов с ОЭ
В качестве выходного каскада УМ, подключаемого к выходам ФИ, может использоваться каскад, одна из разновидностей которого приведена на рисунке 4.12.
Рисунок 4.12. Выходной каскад УМ с ФИ
В данном каскаде возможно использование режимов классов В, АВ, С. К достоинствам каскада следует отнести возможность использования мощных транзисторов одного типа проводимости. При использовании двухполярного источника питания возможно непосредственное подключение нагрузки, что позволяет обойтись без разделительного конденсатора на выходе, который обычно имеет большую емкость и габариты и, следовательно, труднореализуем в микроисполнении.
В целом, в УМ, выполненных по структурной схеме, представленной на рисунке 4.7, не достижим высокий КПД вследствие необходимости применения в ФИ режима класса А.
Гораздо лучшими параметрами обладают двухтактные бестрансформаторные УМ, выполненные на комплиментарных транзисторах. Такие УМ принято называть бустерами. Различают бустеры напряжения и тока. Поскольку усиление напряжения обычно осуществляется предварительными каскадами многокаскадного усилителя, а нагрузка УМ, как правило, низкоомная, то наибольшее распространение получили выходные каскады в виде бустера тока.
На рисунке 4.13 приведена схема простейшего варианта бустера тока класса В на комплиментарных транзисторах и двухполярным питанием.
Рисунок 4.13. Токовый бустер класса В
При подаче на вход бустера положительной полуволны входного гармонического сигнала открывается транзистор VT1 и через нагрузку потечет ток. При подаче на вход бустера отрицательной полуволны входного гармонического сигнала открывается транзистор VT2 и через нагрузку потечет ток в противоположном направлении. Таким образом, на Rн будет формироваться выходной сигнал.
Включение транзисторов с ОК позволяет получить малое выходное сопротивление, что необходимо для согласования с низкоомной нагрузкой для передачи в нее максимальной выходной мощности. Большое входное сопротивление позволяет хорошо согласовать каскад с предварительным усилителем напряжения. За счет 100% ПООСН K0≈1.
Благодаря использованию двухполярного источника питания возможна гальваническая связь каскада с нагрузкой, что делает возможным применение токовых бустеров в усилителях постоянного тока. Кроме того, это обстоятельство весьма благоприятно при реализации бустера в виде ИМС.
Существенным недостатком рассматриваемого бустера является большие НИ (KГ>10%), что и ограничивает его практическое использование. Свободным от этого недостатка является токовый бустер класса АВ, схема которого приведена на рисунке 4.14.
Рисунок 4.14. Токовый бустер класса АВ
Начальные токи покоя баз транзисторов здесь задаются с помощью резисторов Rб1 и Rб2, а также диодов VD1 и VD2. При интегральном исполнении в качестве диодов используются транзисторы в диодном включении. Напомним, что падение напряжения на прямосмещенном диоде Δφ≈0,7 В, а в кремниевых ИМС с помощью диодов осуществляется параметрическая термостабилизация (см. подраздел 2.6). Сопротивление Rсогл вводится для лучшего согласования с предыдущим каскадом усилителя.
При положительной полуволне входного гармонического сигнала диод VD1 подзапирается и на базе VT1 будет "отслеживаться входной потенциал, что приведет к его отпиранию и формированию на сопротивлении нагрузки положительной полуволны выходного гармонического сигнала. При отрицательной полуволне входного гармонического сигнала работает VD2 и VT2, и на нагрузке формируется отрицательная полуволна выходного гармонического сигнала.
Для увеличения выходной мощности могут быть использованы бустеры на составных транзисторах, включенных по схеме Дарлингтона (рисунок 4.15), у которой коэффициент передачи по току равен произведению коэффициентов передачи тока базы транзисторов VT1 и VT2 причем возможна однокристальная реализация данной структуры, например, составной транзистор КТ829.
Рисунок 4.15. Схема Дарлингтона
Из полевых транзисторов в УМ более пригодны МОП-транзисторы с индуцированными каналами n- и p- типа, имеющими такой же характер смещения в цепи затвор-исток, как и у биполярных, но имеющих более линейную входную ВАХ, приводящую к меньшему уровню ВАХ. Схема УМ на ПТ указанного типа приведена на рисунке 4.16.
Рисунок 4.16. УМ на ПТ
В данном каскаде введена положительная ОС по питанию путем включения резистора Rсв последовательно с Rс. В точку a выходное напряжение подается через конденсатор и служит "вольтодобавкой", увеличивающей напряжение питания предоконечного каскада в тот полупериод, в который ток транзистора VT1 уменьшается. Это позволяет снять с него достаточную амплитуду напряжения, необходимую для управления оконечным истоковым повторителем, повышает выходную мощность и КПД усилителя. Аналогичная схема "вольтодобавки" применяется и в УМ на БТ.
