Если усилитель предназначен для работы в согласованном тракте передачи (т.е. Rвх=Rг=R0, где R0 — характеристическое сопротивление тракта передачи), то ступенчатый регулятор целесообразно выполнить на основе симметричных аттенюаторов Т- и П-типов [11] (рисунок 7.4а,б).
Рисунок 7.4. Т- и П-образные симметричные аттенюаторы
Для П-образной схемы аттенюатора номиналы элементов определяются из следующих соотношений:
Номиналы Т-образной схемы аттенюатора определяются следующим образом:
Практическая схема ступенчатого регулятора на 18 дБ для 75-омного тракта передачи, работающего в диапазоне рабочих частот (0…150)МГц, приведена на рис. 7.5.
Рисунок 7.5. Ступенчатый аттенюатор
Схема построена на основе одинаковых П-образных звеньев с затуханием в шесть децибел. В зависимости от положения переключателей SA1÷SA3 данный регулятор обеспечивает затухание от 0 до 18 дБ с шагом 6 дБ.
Подобный регулятор обычно располагают между источником сигнала и входом усилителя. В связи с тем, что входное и выходное сопротивления данного регулятора не зависят от уровня вносимого затухания, величина частотных и временных искажений, создаваемых входной цепью, также остается постоянной при разных уровнях затухания.
В усилительных устройствах, применяемых в современной аудио- и видеоаппаратуре, широко применяются электронные регуляторы [12], позволяющие вручную или автоматически изменять коэффициент передачи тракта по закону, определяемому функцией управления.
В электронных регуляторах потенциометрического типа (рисунок 7.6) в качестве управляемых сопротивлений используются диоды, фотосопротивления, БТ и ПТ.
Рисунок 7.6. Электронные аттенюаторы потенциометрического типа
В диодном потенциометрическом регуляторе (рисунок 7.6а) в качестве управляемых сопротивлений используются диоды VD1 и VD2, управляемые прямым током. Диапазон регулирования диодных аттенюаторов достигает 40дБ при токах регулирования (0…2.2)мА. Диодным регуляторам свойственны существенные недостатки:
◆ отсутствие развязки цепей управления и сигнала;
◆ значительная мощность, потребляемая цепью управления;
◆ существенные нелинейные искажения сигнала при большом затухании.
Подобными свойствами обладает и аттенюатор на БТ (рисунок 7.6б), т.к. переходы транзистора выполняют функции диодов.
Электронный регулятор на основе оптрона (рисунок 7.6в) обеспечивает практически идеальную развязку цепей управления и сигнала, но требует затраты значительной мощности в цепи управления светодиодом.
По совокупности свойств наилучшими показателями обладает регулятор на основе ПТ (рисунок 7.6г), используемого в качестве управляемого сопротивления. Цепь управления практически не потребляет мощности ввиду практического отсутствия тока затвора у ПТ. Поскольку в цепи сигнала нет p-n переходов, а имеется лишь омическое сопротивление, то нелинейные искажения, вносимые подобным аттенюатором, минимальны. В отличие от ранее рассмотренных схем регуляторов, данная схема позволяет работать без постоянной составляющей в выходной цепи.
Регулировку коэффициента передачи усилительных каскадов можно осуществить путем изменения режима работы усилительных элементов, поскольку в этом случае изменяются их эквивалентные параметры, в частности, крутизна S0 (см. подраздел 2.4). На рисунке 7.7 показано, как осуществляется такая регулировка в каскаде на БТ (рисунок 7.7а), каскаде на ПТ (рисунок 7.7б) и в дифференциальном усилителе (рисунок 7.7в). Регулируемый каскад на основе ДУ позволяет достичь глубины регулировки порядка (60…70)дБ при повышенной термостабильности Dр.
Рисунок 7.7. Регуляторы с изменением режима работы элементов
Перспективным является способ регулировки на основе ИМС перемножителя (рисунок 7.7г). Интегральные перемножители реализуют функцию
UZ = KUXUY,
где K — масштабный коэффициент.
Регуляторы на основе перемножителей способны осуществлять регулировку напряжения с амплитудой порядка десятков вольт и точностью порядка 1% [12], однако сама ИМС перемножителя имеет достаточно сложное схемное решение.
Возможно включение электронного регулятора в цепь ООС. Примером подобного решения может служить регулятор на основе ОУ, в цепь ООС которого включен ПТ, используемый в качестве управляемого сопротивления (рисунок 7.8).
Рисунок 7.8. Регулятор на основе ОУ
Напряжение управления Eупр в рассмотренных электронных регуляторах можно менять в необходимых пределах с помощью переменного резистора, который может быть установлен в удобном для эксплуатации месте, например, на передней панели корпуса прибора. Из-за развязки цепи управления и цепи сигнала влияние соединительных проводников будет минимальным.
Напряжение управления Eупр может быть получено с выхода детектора, если используется автоматическая регулировка усиления (АРУ). Схемы усилителей с АРУ и авторегуляторами уровня рассмотрены в [12].
7.2. Усилители диапазона СВЧ[1]
В настоящее время разработаны и успешно эксплуатируются различные системы передачи информации СВЧ диапазона: радиорелейные линии, системы космической связи "Орбита", "Экран", "Москва" и т.п., системы непосредственного телевещания диапазона 12ГГц, системы космической навигации, службы погоды и т.д.
Важными компонентами этих систем являются широкополосные усилители (ШУ), работающие в качестве предварительных усилителей, усилителей промежуточных частот (ПЧ), видеоусилителей и т.д.
Как правило, подобные усилители работают в согласованном тракте передачи с характеристическим сопротивлением 50 и 75 Ом. Тракт передачи может быть реализован в виде волновода, коаксиального кабеля, микрополосковой линии и т.п.
В качестве активных элементов в ШУ наиболее часто используют биполярные СВЧ транзисторы и полевые транзисторы с барьером Шоттки. БТ используют в диапазоне частот до 2 ГГц, ПТ с барьером Шоттки — до 100ГГц.
Транзисторные усилители СВЧ могут выполняться по схемам каскадных усилителей, усилителей распределенного усиления, каскадно-распределенных и балансных.
В каскадных усилителях наиболее часто используют каскады с ОЭ (ОИ), реже с ОБ (ОЗ) из-за проблемы согласования с характеристическим сопротивлением тракта в широком частотном диапазоне. Поскольку коэффициент усиления транзистора с ростом частоты уменьшается, то расчет ШУ и согласование нагрузок проводят для верхней частоты рабочего диапазона. Избыточное усиление в области НЧ и СЧ устраняют так называемыми выравнивающими цепями, которые могут быть реактивными и диссипативными (с потерями).
Диссипативные выравнивающие цепи рассчитывают так, чтобы обеспечить требуемый KP, хорошее согласование с характеристическим сопротивлением тракта передачи (малый КСВН) и устойчивость в диапазоне рабочих частот. В дециметровом диапазоне рабочих частот выравнивающие цепи могут быть реализованы в виде цепей с сосредоточенными параметрами, на более высокочастотном — с распределенными параметрами. Примеры простейших диссипативных выравнивающих цепей приведены на рисунке 7.9, причем более сложный вариант (рисунок 7.9б) — для сверхширокополосных усилителей (fв/fн>2).
Рисунок 7.9. Простейшие диссипативные выравнивающие цепи
Задача согласования и выравнивания коэффициента передачи в диапазоне рабочих частот облегчается при использовании ООС. При резистивной ООС (рисунок 7.10а) достигается широкополосное согласование в каскаде на ПТ. В сверхширокополосных усилителях используют комбинированные резистивно-индуктивные цепи ООС (рисунок 7.10б), с помощью которых осуществляется эффективное выравнивание АЧХ.
Рисунок 7.10. ООС в СВЧ ШУ
Усилители с распределенным усилением (УРУ) (рисунок 7.11) позволяют достичь большой мощности выходного сигнала на низкоомной нагрузке за счет сложения токов транзисторов в выходной линии. Однако УРУ отличает сложная схемная реализация и низкий КПД.
Рисунок 7.11. УРУ
Каскадно-распределенные усилители (рисунок 7.12), сочетая достоинства каскадных и УРУ, позволяют получить хорошие мощностные характеристики в широкой полосе рабочих частот при относительно простой схемной реализации. Выбором Rэ1 и Rэ2 добиваются одинакового усиления по току транзисторов VT1 и VT2. Поскольку выходные токи транзисторов складываются в нагрузке, то возможно использование данного каскада на частотах, близких к fT используемых транзисторов.
